Das aktiv geladene MOSFET-Differentialpaar: Lambda-Messung, Vorhersage der Verstärkung

Ein geladener Schrein #257 ► THE LEGEND OF ZELDA: BREATH OF THE WILD [EX] (Juni 2019).

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Anonim

Das aktiv geladene MOSFET-Differentialpaar: Lambda-Messung, Vorhersage der Verstärkung


In diesem Artikel betrachten wir die Gleichung für die differentielle Verstärkung und verwenden LTspice, um den Wert des Kanallängenmodulationsparameters Lambda (λ) zu finden.

zusätzliche Informationen

  • Diskrete Halbleiterschaltungen: Differenzverstärker
  • Diskrete Halbleiterschaltungen: Einfacher Op-Amp
  • Insulated-Gate-Feldeffekttransistoren (MOSFET)
  • Die grundlegende MOSFET-Konstantstromquelle
  • Das grundlegende differentielle MOSFET-Paar
  • SPICE-Modelle für 0, 35 μm MOSFETs

Vorherige Artikel

  • Das MOSFET-Differentialpaar mit aktiver Last
  • Vorteile des aktiv belasteten MOSFET-Differenzpaares
  • Das aktiv geladene MOSFET-Differentialpaar: Ausgangswiderstand

Das Diff-Paar mit Ausgangswiderstand

Im vorhergehenden Artikel haben wir den MOSFET-Kleinsignal-Ausgangswiderstand (r 0 ) diskutiert: warum er existiert, wie er eine Verstärkerschaltung beeinflusst und wie er berechnet wird. Jetzt werden wir diese neu entdeckte Expertise verwenden, um die Verstärkung des aktiv geladenen differenziellen Paares zu untersuchen. Fangen wir mit folgender Schaltung an:

Jetzt haben wir also Drain-Widerstände für unsere Verstärker-FETs, was die aktiv geladene Konfiguration der in dem Basic-MOSFET-Differentialpaar dargestellten Drain-Widerstand-Version ähnelt. Eine vollständige Differenzialverstärkungsanalyse für diese Schaltung ist nicht gerade einfach, und ich möchte mich nicht in der Komplexität von allem verzetteln. Stattdessen werden wir einen konzeptionellen, intuitiven Ansatz verfolgen.

Der einfachste Weg, um fortzufahren, ist anzunehmen, dass die Schaltung symmetrisch ist und dann nur die rechte Seite des Diff-Paars analysiert (weil der Ausgang von der rechten Seite genommen wird). Diese Technik wäre mit dem Drain-Widerstand-Diff-Paar in Ordnung, weil diese Schaltung tatsächlich symmetrisch ist, wenn wir eine perfekte Übereinstimmung annehmen. Aber das aktiv geladene Diff-Paar ist leider nicht symmetrisch.

Es stellt sich jedoch heraus, dass wir vorgeben können, dass die Schaltung symmetrisch ist, und dann eine intuitive Analyse auf der rechten Seite des Paares durchführen. Auf diese Weise können wir zu einem korrekten Ausdruck für die differentielle Verstärkung gelangen. (Ich sage " ein korrekter Ausdruck" statt " der korrekte Ausdruck", weil selbst die formellere Analyse, die zu diesem Ausdruck führt, Vereinfachungen mit sich bringt.)

Vielleicht magst du diese rücksichtslose Missachtung der strengen Schaltungstheorie nicht, aber ich bin nur froh, dass ich die Situation untersuchen und (zumindest teilweise) verstehen kann, ohne mich in den Details zu verlieren.

Die "intuitive" Analyse

Also, lasst uns die Schaltung in zwei Hälften teilen und eine virtuelle Masse annehmen, die mit der Quelle von Q2 verbunden ist.

Wir können sehen, dass die Schaltung der rechten Seite der Drain-Widerstand-Version ähnelt. Wie in dem grundlegenden MOSFET-Differentialpaar angegeben, ist der Betrag der differentiellen Verstärkung des vollständigen Drain-Widerstand-Diff-Paars (g m × R D ), und dies bedeutet, dass die Verstärkung einer Seite des Drain-Widerstand-Diff-Paares (A V, OS ) ist der gleiche Ausdruck geteilt durch zwei:

$$ A_ {V, OS} = \ frac {g_m \ mal R_D} {2} $$

Wir können diesen Ausdruck auch auf das aktiv geladene Paar anwenden, wobei der Drain-Widerstand nun der Kleinsignal-Ausgangswiderstand von Q 4 ist . Vergessen Sie jedoch nicht, dass das diff-Paar den Ausgang von differentiell nach single-ended ohne Verlust von Gain umwandelt - mit anderen Worten, die Reduktion von Faktor 2, die auftritt, wenn wir das Drain-Widerstand-Diff-Paar aufteilen, trifft nicht zu zur aktiven Ladekonfiguration.

Somit könnten wir schließen, dass die Verstärkung des aktiv geladenen Differentialpaars (A V, AL ) wie folgt ist:

$$ A_ {V, AL} = g_m \ mal r_ {o4} $$

Aber das wäre falsch! Es ist falsch, weil wir den Ausgangswiderstand von Q 2 vergessen haben. Mit dem Drain-Widerstand-Diff-Paar ist es eher vertretbar, den Ausgangswiderstand von Q 2 zu ignorieren, da dieser wahrscheinlich viel größer als der Drain-Widerstand ist. Wie wir bei dem im vorherigen Artikel besprochenen Verstärker mit gemeinsamer Source gesehen haben, plaziert die Kleinsignalanalyse den Ausgangswiderstand parallel zum Drain-Widerstand.

Wenn r o viel größer ist als R D, wird sich die parallele Kombination nicht wesentlich von R unterscheiden. Aber wir haben eine ganz neue Situation mit der aktiv geladenen Schaltung: r 0 von Q 4 ist wahrscheinlich sehr ähnlich zu r 0 von Q 2 und daher können wir r 0 von Q 2 nicht ignorieren.

Wir brauchen also einen neuen Schaltplan:

Der Gesamtausgangswiderstand ist nun r o2 || r o4, und wir schließen zu Recht, dass die Verstärkung des aktiv geladenen differenziellen Paars wie folgt ist:

$$ A_ {V, AL} = g_m \ mal \ links (r_ {o4} \ parallel r_ {o2} \ rechts) $$

wobei sich g m auf die Transkonduktanz der Verstärkungstransistoren (Q 1 und Q 2 ) bezieht, nicht auf die der Stromspiegeltransistoren (Q 3 und Q 4 ).

Lambda messen

An dieser Stelle wollen wir den Gewinn unseres aktiv geladenen Diff-Paares vorhersagen - aber wir können nicht, weil wir den Wert von r o4 und r o2 kennen müssen.

Dafür müssen wir Lambda kennen, weil

$$ r_o = \ frac {1} {\ lambda \ mal I_D} $$

Ich weiß, was du denkst: Schau einfach im SPICE-Modell nach!

Leider ist es nicht immer so einfach. Die MOSFET-Modelle, die wir in unseren Simulationen verwenden, sind von der "BSIM3" -Sorte, was bedeutet, dass sie für den lambda-basierten Ansatz zur Kanallängenmodulation zu hoch entwickelt sind. Mit anderen Worten, Sie finden Lambda im SPICE-Modell nicht, weil es durch andere Parameter ersetzt wurde, die eine genauere Simulation ermöglichen.

Also haben wir hier eine gute Gelegenheit, Lambda empirisch zu bestimmen. Wie gehen wir darüber? "" Src = "// www.allaboutcircuits.com/uploads/articles/ALRG_diagram9.jpg" />

Zuerst wenden wir eine Gate-Source-Spannung an, die hoch genug ist, um den FET aus der Abschaltung zu bringen. Dann halten wir V GS konstant und erhöhen die Drain-Source-Spannung. Wenn V DS hoch genug wird, um den Kanal abzuklemmen, tritt der FET in die Sättigung ein. Wenn wir die Kanallängenmodulation ignorieren, wird die Kurve (wie oben gezeigt) perfekt flach sein, da Erhöhungen in V DS keine Auswirkung auf den Drain-Strom haben.

Die folgende Kurve ist dagegen im Sättigungsbereich nicht flach, da sie eine Kanallängenmodulation enthält:

Der allmähliche Anstieg im Drainbereich der Drainregion entspricht dem zusätzlichen Strom, der durch den Ausgangswiderstand fließt, wenn die Drain-Source-Spannung ansteigt. Wenn wir diese Linie auf die x-Achse zurückführen, haben wir Lambda:

Wie in der Grafik dargestellt, können Sie auch die Steigung messen und direkt in ro umwandeln.

Die Lambdasimulation

Hier ist die LTspice-Schaltung, die ich zum Finden von Lambda verwendet habe: